MOSFET开关损耗
1 开通过程中MOSFET开关损耗
功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。

图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性

开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为

其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。

VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为

VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为

VGS处于米勒平台的时间t3为

t3也可以用下面公式计算：

注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统*大电流ID，就保持在电路决定的恒定*大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。

MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

开通时米勒平台电压VGP：

计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：

开通过程中产生开关损耗为

开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。

减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。

2 关断过程中MOSFET开关损耗
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用*大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

关断过程中产生开关损耗为：

Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。

图2 断续模式工作波形

Coss产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。

但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。

开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的*小占空比值。
Coss产生的损耗为：

对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。

2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从*小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从*大值下降到0。

图3 MOSFET开关过程中实际波形

实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。

同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。

在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。

从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。

图4 非连续模式开关过程中波形

Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。

注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。

希望看到这里大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。

MOSFET开关损耗
1 开通过程中MOSFET开关损耗
功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。

图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性

开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为

其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。

VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为

VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为

VGS处于米勒平台的时间t3为

t3也可以用下面公式计算：

注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统*大电流ID，就保持在电路决定的恒定*大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。

MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

开通时米勒平台电压VGP：

计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：

开通过程中产生开关损耗为

开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。

减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。

2 关断过程中MOSFET开关损耗
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用*大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

关断过程中产生开关损耗为：

Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。

图2 断续模式工作波形

Coss产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。

但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。

开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的*小占空比值。
Coss产生的损耗为：

对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。

2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从*小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从*大值下降到0。

图3 MOSFET开关过程中实际波形

实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。

同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。

在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。

从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。

图4 非连续模式开关过程中波形

Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。

注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。

希望看到这里做照明驱动的朋友都希望自己做的驱动板能达到很高的效率，除开驱动芯片本身的损耗如果加深对MOS管开关的损耗做适当的电路调整我想多多少少也是可以挤出一部分效率来的哦。
以下内容详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。对提升产品性能应该有所帮助。

MOSFET开关损耗
1 开通过程中MOSFET开关损耗
功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。

图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性

开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为

其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。

VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为

VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为

VGS处于米勒平台的时间t3为

t3也可以用下面公式计算：

注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统*大电流ID，就保持在电路决定的恒定*大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。

MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

开通时米勒平台电压VGP：

计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：

开通过程中产生开关损耗为

开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。

减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。

2 关断过程中MOSFET开关损耗
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用*大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

关断过程中产生开关损耗为：

Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。

图2 断续模式工作波形

Coss产生开关损耗与对开关过程的影响
1 Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。

但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。

开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的*小占空比值。
Coss产生的损耗为：

对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。

2 Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从*小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从*大值下降到0。

图3 MOSFET开关过程中实际波形

实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。

同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。

在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。

从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。

图4 非连续模式开关过程中波形

Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。

注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。

希望看到这里使用功率MOSFET管中的开关损耗详解大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。

大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。